本电路是用于超短波理疗设备的人体阻抗自动调谐装置。为了判断能量发射电路与加载人体组织后的接收电路之间谐振参数是否达到最佳匹配状态，本文设计了针对高频信号的包络检波电路，配合接收电路中可变电容自动调节装置，完成阻抗匹配与调谐功能。研究通过采样线圈接收到的调幅波信号，将检波处理后的电压信号与能量发射电路中电流信号进行比对。实验显示，本电路检波处理后的电压信号波形稳定，可被低速模拟数字转换芯片(ADC)识别，且与能量发射电路电流信号正相关。检波处理后的电压值可真实表现电路谐振状态，实现人体阻抗信号采集功能。
引用本文： 范煦, 王云光, 程海凭, 种晓晨. 用于超短波理疗仪的人体阻抗高频信号检波电路设计. 生物医学工程学杂志, 2016, 33(1): 89-95. doi: 10.7507/1001-5515.20160017 复制
引言
超短波理疗用于物理治疗以及药物辅助治疗，已经成为当今理疗康复学中不可或缺的一部分，其疗效已被大量临床试验证明[1-2]。超短波理疗仪是在震荡中产生高频电磁波，频率从30 MHz到300 MHz不等，人体在高频电磁场作用下，机体组织内离子震动、摩擦，产生内源性热效应以及生物效应，达到消炎、镇痛、促进血液循环、加强组织再生以及加速新陈代谢的作用[3]。
目前，国外部分超短波电疗设备中已实现人体阻抗自动调谐功能。日本丸高公司生产的UW-02小功率便携式超短波理疗仪体积小、操作简便、患者使用安全，其自动调谐功能更使治疗效果得以提升。德国Physiomed公司的PhysiomerM-S脉冲连续两用机和英国EMS公司的Megapulse senior系列多频、变频理疗仪则占有市场主导地位。而国内变频理疗仪产品相对落后，相关成果大多以智能控制系统为主[4-6]，而类似人体阻抗调谐匹配等针对治疗过程优化控制的功能，尚无相关研究，在理疗器械治疗过程自动化功能方面尚存空缺。鉴于超短波理疗设备应用广泛，国内产品功能有限，本文针对人体阻抗自动调谐功能的特点，设计了一种人体阻抗检波电路，可对人体组织阻抗变化实时检测，以期改善国产超短波理疗仪缺乏功能化、人性化设计的理念。
阻抗信号处理方法可分为正交检波、相敏检波和调幅波包络检波三种。输出电路参数调节方式也有连续可变电容器调节、非连续电容接入式调节等多种方法。结合超短波理疗仪的构造，我们采用调幅波包络检波的方法对高频人体阻抗信号进行处理。调谐电容为连续可变式空气电容。电容容值连续可调，耐压值达1 000 V以上，适合本仪器高压特性。考虑到仪器电路特性，我们利用磁耦合原理，采集能量发射电路的反射信号。经过检波处理，得到与电路谐振状态对应的电压信号，由低速模拟数字转换芯片(Analog to Digital Converter,ADC)识别，其结果为电路谐振状态的反映，由微程序控制器(Micro Control Unit,MCU)进一步处理、运算，从而控制能量接受电路中空气电容的调节。
1 系统实现方法
超短波理疗仪(Ultrashort wave diathermy apparatus,UWDA)中超短波发生器采用固定频率40.68 MHz工作，外加工频调幅波影响，最终产生载波频率为(40.68±1) MHz，调幅波频率为50 Hz的电压信号，通过输出线圈对人体组织输出连续的高频电磁波进行治疗。
根据推挽式超短波发生器电路原理，超短波发生器电路中无对地电压零点，设计信号采集电路时，不可将超短波发生电路中任何一点接地进行谐振信号采集[7]。利用磁耦合原理隔离超短波发生电路与信号采集电路，可以在不影响机器工作的情况下获得不失真的感应电信号。将采集到的信号进行包络检波处理，提取出高频信号的峰值，进行ADC转换。通过MCU数字滤波处理后得到的值(简称：检波均值)，应与能量发射电路谐振状态一致变化，即电路谐振时，检波均值最大；电路非谐振时，检波均值最小；期间变化情况正相关为最理想。相关性较高的信号处理结果才可真实反映电路谐振情况，以便为阻抗调节功能提供有效信号。人体阻抗匹配自动调谐系统由以下四部分组成：反射信号隔离采集电路、反射信号包络检波电路、步进电机联动可变电容装置，步进电机驱动部分；其中反射信号包络检波电路由前置放大、包络检波及ADC电路组成。
本研究的实现原理为：在超短波理疗仪工作时，向人体输出能量。根据磁耦合原理，当输出电路(等效变压器次级)功率变化时，输入电路(等效变压器初级)功率也随之正相关变化。当输入电路电压固定时，由电路匹配参数变化引起的输出功率变化将引起输入电路电流变化。将这一变化的电流信号通过采集线圈耦合信号传入包络检波电路，起到高频信号磁隔离的作用。检波电路首先对采集电路进行阻抗隔离，再将信号检波处理，确保线圈对检波电路的输入阻抗不影响其功能。针对二极管导通阈值，检波电路需要实现阈值电压以下也要有输出，保证低电压信号不丢失。检波电路的理想输出信号为50 Hz，是以某个与电路谐振状态相关的值为中心上下波动的正弦波信号。用相应的数字滤波算法，将电路噪声信号滤除，求出检波均值。为了验证上述电路的准确性和可靠性，设计实验方法对其性能进行分析。
2 关键技术
2.1 高频信号隔离与采集
为了解决信号适配、接地回路消除、电位分离、噪声过滤等问题，需要选择正确有效的隔离方式，并保证隔离后采集信号不失真[8]。信号隔离分为磁隔离、光电隔离、电磁与光电联合隔离等方式。由于输入电路没有接地点，利用电磁隔离技术耦合能量发射电路的电压信号，采集线圈端可以与包络检测电路相连并设置信号共地。考虑噪声对信号采集的影响，将供电系统以及外界电磁辐射的低频干扰成分滤除。根据相关实验结论，本设计采用磁耦合隔离技术实现高频信号隔离和采集[9]。电磁隔离方式在高频信号传输上的优势，减少了采集线圈绕线匝数和体积，同时较小的线圈磁通量对低频电压信号有较好的抑制效果。
2.1.1 耦合系数
本设计利用耦合电感的目的是信号隔离，并不希望信号在传输过程中出现衰减或失真。耦合电感的耦合系数是决定信号传输的效率和保真性的重要因素，而耦合系数又取决于初级线圈和次级线圈的匝数、相对位置和周围介质[10]，所以耦合电感的选取与制作，在线圈匝数固定的情况下，还应保证两线圈轴向位置固定，且选取导磁性稳定的材料作为填充介质，如磁芯。
人体阻抗采集线圈与能量发射线圈，半径分别为R1和R2，绕线层数为ω1和ω2 ，轴向长度为l1和l2，匝数分别为N1和N2，轴向角度偏移为θ。由于互感系数M12=M21，在本文中只涉及k≤1的情况,在k＞1时,只需将两线圈互换即可。由毕奥-萨伐尔定律可证明其互感系数M的计算公式为:
| $M={{N}_{1}}{{N}_{2}}{{M}_{21}}$ |
根据两线圈耦合系数公式求得耦合系数：
| $k=C\int\limits_{0}^{2\pi }{\int\limits_{0}^{2\pi }{\frac{\sin {{\theta }_{1}}\sin {{\theta }_{2}}+\cos \theta \cos {{\theta }_{1}}\cos {{\theta }_{2}}}{{{r}_{21}}}}}$ |
其中C由以下三个参数决定：线圈等效半径R，线圈绕线层数ω，线圈轴向长度l。
| $C=\frac{\sqrt{\left( 6{{R}_{1}}+10{{\omega }_{1}}9{{l}_{1}} \right)\left( 6{{R}_{2}}+10{{\omega }_{2}}+9{{l}_{2}} \right)}}{100\pi }$ |
由式(3)可知，当耦合系数固定不变时，两线圈等效半径、绕线层数和轴向长度都相等的情况下，耦合电感的能量传输效率达到最高、体积最小[11]。本设计通过调整采集线圈与能量发射线圈的相对位置、磁通量和导磁介质等参数，选择适当的能量传输效率，保证输入检波电路的波形不失真。
2.1.2 电路设计与测试
经由隔离线圈耦合后的高频信号，次级端由示波器测量，其频率特性保留完整。由于初级线圈为高压电路，仅需考虑线圈的耦合系数和次级线圈功率损耗，考虑到次级线圈信号仅做波形检测用，因此在本采集电路中次级线圈的功率损耗为无功功率。为尽量避免线圈本身的发热和无功功率的产生，次级线圈阻抗要保证不会过小，以保证采集电路正常工作。
次级线圈阻抗为R，示波器测得感应线圈电动势如表 1所示。
表1
采集线圈测量数据
Table1.
The measurement data of collect coil
最大电压为5档谐振状态Vmax=125.7 V，最小电压为1档非谐振状态Vmin=13.7 V，这里测量的数据稍有误差，理想状况为Vmax=Vmin；计算发热功耗时，当以最小调谐状态中Vmax和｜Vmin｜中较大的电压作为最小电压功耗。感应线圈最大发热功耗为Qmax。
| ${{Q}_{\max }}=I_{\max }^{2}\cdot R={{\left\{ \frac{{{U}_{\max }}}{R} \right\}}^{2}}\cdot R=\frac{{{U}_{\max }}}{R}$ |
根据1/4 W电阻规格，额定功率为0.25 W，则R取值为：
| $R\ge \frac{U_{\max }^{2}}{P}\approx 63.20\text{k}\Omega $ |
本设计选用75 kΩ为采集线圈阻抗，避免回路电流过大，以达到抑制无功功率、保护电路的目的。
2.2 高频信号峰值检测
峰值检测是从高频调幅波中提取出低频调制信号的过程，可以直接利用非线性器件的相乘作用得到所需的解调电压。实际应用当中还应考虑到电路的输入阻抗以及输出阻抗的匹配问题。
本设计借助个人集成电路模拟程序(Personal Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis，PSPICE)电路仿真软件完成电路具体参数的设计。PSPICE模型能够满足电路动态仿真的要求，其原件模型与实际原件特性相似度较高，根据元件实际参数设置容差值。仿真结果与实验电路测试结果相近，提高了模拟电路设计的成功率，且节约时间和成本，因而对电路设计有重要指导意义。
2.2.1 检波原理
检波技术主要分为正交检波、相敏检波和包络检波三种。正交检波主要用于处理带宽较大的高次谐波信号，将调制后的信号还原为基带信号[12-13]。正交检波方法解调信号对原始信号采样频率要求较高，要求采集完整的调制信号进行点乘运算，得出的信号不具有实时性，且对系统存储资源和运算资源要求较高。相敏检波方法在解调信号过程中，必须输入参考信号，针对参考信号确定输入信号的频率和相位特性，针对幅值特性并不敏感，且对采样频率要求较高[14]。本设计中超短波调制信号为40.68 MHz，而普通精简指令集微处理器(Advanced Reduced Instruction Set Computer Machine，ARM)晶振频率为12 MHz或24 MHz，采样频率达不到相敏检波方法的要求。而包络检波可用简单电路处理信号，针对信号峰值进行检波，但不具有对信号进行频率、相位信息检测功能[15-17]。
根据阻抗采集技术相关研究[18-19]，结合本系统超短波发生器采用推挽式自激震荡方式产生震荡信号，载波信号频率带宽为1 MHz左右的情况，由于包络检波技术对载波信号频率特性要求不高，检波后得到的信号只与幅值有关，与相位无关，并且在患者治疗过程中，身体运动影响电路匹配参数，实时性需求较强，因此设计有效的包络检波电路对人体阻抗信号处理，较正交检波和相敏检波方法效果更好，且节省了硬件资源，缩短了处理器运算时间。
无源二极管包络检波电路，是一个串联型无源包络检波电路，由一个二极管和阻抗电容(resistance capacitance,RC)低通滤波器串联而成[20]，其性能存在明显不足，检波失真过大，因此需对二极管的性能有较高要求，在对输出阻抗要求较高的电路中就会有很大的局限性[21]。所以如果利用运算放大电路的高阻抗输出特性，可以解决输入阻抗与输出阻抗匹配问题。根据二极管高频特性和传导电磁干扰(electromagnetic interference,EMI)仿真的二极管高频模型，电路工作频率接近二极管极限频率的1/2时，二极管容性明显，检出波形严重失真[22-23]。二极管正向导通时间(二极管由截止向导通转换)由零偏压电容和正向导通电流决定；反向恢复时间(二极管由导通向截止转换)由零偏压电容和反向恢复电流决定。零偏压电容与二极管本身特性有关，正向导通电流和反向恢复电流则与电路具体参数有关。无源检波电路正向导通时的二极管电流主要由正向压差和二极管内阻决定，反向恢复电流则由载流子排除阶段二极管内电流决定。有源检波电路中，选用电流反馈型运放，将二极管串入反馈支路中，二极管正向导通时间和反向恢复时间根据反馈支路电流大小变化。因此，有源检波电路可以改善二极管包络检波时因正向导通时间与反向恢复时间过长导致的失真现象。
2.2.2 电路设计与参数分析
电路设计要求：
(1) 输出信号实时性要好，检波延时尽可能小，检波后得到的调制信号不宜有过大失真；
(2) 输出信号电压波动不宜过大，并完整保留低频分量；
(3) 解决电路输入阻抗、输出阻抗匹配问题。
考虑到上述要求，采用高速ADC和可编程逻辑门电路(Field Programmable Gate Array,FPGA)进行信号处理效果并不理想，且费用较高，所以采用运算放大运放电路和高速检波二极管来实现。检波电路由增益G=+1的前置放大器和过零电位导通的检波放大器组成。针对高频信号，二极管应选用反向恢复时间短、零偏压电容小的高速二极管，如2AP系列或1N系列高速二极管，将大大改善电路性能。
前置放大电路主要功能为阻抗隔离。将线圈的限流电阻与检波放大器的输入电阻隔离，电压跟随器可以满足阻抗隔离功能需求。如图 1所示为包络检波电路原理图。
图1
包络检波电路原理图
Figure1.
The schematic of envelope detection circuit
如图 1所示，前置电压跟随器放大电路电压增益Av为[24]：
| ${{A}_{v}}=\frac{{{v}_{0}}}{{{v}_{i}}}=\frac{{{R}_{1}}+{{R}_{0}}}{{{R}_{0}}}=1+\frac{{{R}_{1}}}{{{R}_{0}}}\to {{R}_{0}}=\infty \to {{A}_{v}}\approx 1$ |
输入电阻Ri为：
| ${{R}_{i}}=\frac{{{v}_{i}}}{{{i}_{i}}}\to \infty $ |
其中R0为运放U1反相端与地相连的电阻，图中未画出，表示此电阻无穷大。信号输入端Vin为模拟采集线圈的输出电压信号，运放输入阻抗为无穷大，对采集线圈和检波电路实现阻抗隔离，保证了在本电路采集信号的同时不影响采集线圈的输出阻抗，避免增加电路的无功功率消耗，影响其他电路正常工作。
过零电位导通检波电路主要由一个运算放大器和两个高速检波二极管组成，具有电流反馈的运算放大器OPA3684，配合高速二极管和电容进行检波，检波电路的特点是时间常数小，不易形成对角线失真的波形。经阻抗隔离后的载波信号经R2电阻输入U2运算放大器，当载波信号进入负半周期，但不足以使检波二极管D1、D2导通时，电路呈开环增益状态，运放输出电压增益很大，由于OPA3684运算放大器的电流反馈作用，运放输出端较大的电压差导致反馈支路电流增大，使D2加速导通，与R5电阻形成负反馈放大闭环增益状态；而负半周期电压信号大于二极管D2导通电压时，电路为负反馈放大电路，确保电压信号不失真，所以载波信号负半周期时Vout输出为正弦正半轴信号。当载波信号在正半周期时，运放U2输出信号为负，二极管D1导通，U2输出端为负，运放的反馈电流信号由R5反馈支路迅速抽取二极管D2的载流子，导致D2加速截止，Vout输出端为零。电容C1起滤波作用，载波信号包络线主要由C1滤出。可增加二阶滤波电路，减小信号的包络线毛刺，使ADC模块更好地识别信号的包络线电压幅值。
设定包络检波电路频率参数，R6=5 kΩ，C1=20 nF。计算截止频率：
| ${{f}_{0}}=\frac{1}{2\pi {{R}_{6}}{{C}_{1}}}\approx 1.59\text{kHz}$ |
符合载波频率与调幅波频率检波要求。仿真结果如图 2所示。
图2
包络检波电路输出0.5~4.5 V 电压扫描
中文注解
Figure2. Output of envelope detect circuit 0.5~4.5 V voltage sweep英文注解
由输出波形得出，滤波电容充电稳定时间约为0.2 μs，稳定后的波形包络非常明显，各波形之间没有数据干扰，对于低速ADC芯片来说，准确率大大提高。
针对信号的频率特性，需要找出一个最佳的频率响应，可更好地提取被处理信号的调幅信息。
利用PSPICE的频域扫描(AC Sweep)功能，对电容C1进行参数扫描，比对输入信号 Vin=1.5 V时，输出信号波形，如图 3所示。
图3
C1参数40 nF~200 nF频域扫描分析
Figure3.
The Analysis of AC sweep for C1 Cap 40 nF~200 nF
调制波频率为50 Hz，选取截止频率f0=50 Hz，Vmax·(-3 dB)=4.20 V。对应自上而下第2条实心曲线 C1=80 nF。当C1=80 nF时，本电路对应截止频率f0=50 Hz。
2.2.3 最坏情况分析
从上述仿真结果看，本电路能较好地实现包络检波功能。考虑到实际电路制作过程、元器件的偏差以及温度高低对电路参数的影响，有必要对电路参数的随机误差进行分析。PSPICE提供一种最坏情况分析方法，对每个影响随机误差的因素都进行使结果变坏的方向取值，这种极端情况在实际应用中出现几率极低。
本次仿真设置电阻容差5%，独立随机变化，服从高斯分布，电容容差10%。针对电路内各电阻和电容进行最坏情况分析，结果如图 4所示。
图4
最坏情况分析
Figure4.
Analysis of the worst case
由于电路中各参数影响，电路的截止频率可能由50 Hz变化至70.968 Hz，这一结果不会影响电路的正常工作，对调制波信号的检测不会失真。
2.2.4 检波电路实测
经过多次实验，为了检出调制波信号，防止电压信号衰减过多，调整频率参数及初级运放电路参数，C1电容为50 nF，最终检波电路输入与输出波形，如图 5所示。
图5
线圈采集信号与检波电路输出信号对比
Figure5.
Compared collect coil signal with envelope detect signal
电压跟随器电路能实现阻抗隔离功能，输出信号与采集信号一致，相位差φ=5°±0.5。由图 5中调制波信号输出波形检波可见，检波运放对调制波信号峰值检测清晰，高速运放的电流反馈功能有效地提高了二极管检波性能，载波信号输出波形为调制波信号的局部放大图，测得包络线纹波Vpp=200 mV，可被ADC芯片有效读取，经过数字滤波处理，得到一个可以代表当前电路谐振状态的值。
3 实验结果与分析
由于线圈采集到的电压信号幅值较大，没有必要过多考虑线圈能量传输的问题，仅需注意线圈位置，在保证传输信号不失真的前提下，各阶段实验过程中应保持线圈位置不变。
为测试人体阻抗采集电路信号处理效果，将采集线圈置于超短波理疗仪的能量发射线圈同轴位置。将75 kΩ电阻与10 kΩ可变电阻串于采集线圈两端，信号由可变电阻两端引出，以便调节分压信号。采集信号由分压电阻输入检波电路处理，输出电压经过ADC模块转换后将电压信号输入MCU进行计算，得出当前ADC两端电压值。检波电路输出波形由示波器显示。示波器读出的平均电压信号作为参考值，完成ADC模块的校准工作。ADC测得的电压值与机器上的谐振状态电流计读数对比。通过观察对比两种不同方法测得的数据，分析其相关变化规律，进一步论证本设计的准确性、可靠性和理疗过程中人体阻抗检测与调谐功能的实用性。
实验装置如图 6所示。测试用材料为3块吸水海绵(下文简称样本A、B、C),且大小形状均不等，分别用来模仿电解质浓度为低、中、高的3种人体组织。调谐电容为空气电容，由步进电机驱动，每次变化角度由MCU读出，每隔1°采集一次数据，临近谐振峰值时需要视情况缩小采集步进，以便准确地检测调谐过程中检波电压变化情况。
图6
实验装置
Figure6.
Experimental apparatus
如图 7所示，分别将3个样本的检波电路输出电压与谐振状态电流计读数对比，得到各自谐振峰值，对比分析，得出电容位角(对应空气电容的容值)与采集电压和输出电流呈正态曲线变化关系。图中实线图形表示通过检波电路得到的采集电压，简称电压；虚线图形表示通过电流计得到的能量发射电路电流，简称电流。计算电容位角误差，样本A为0.6 °，样本B为0.4 °，样本C为0.3 °。由此可知，本次设计的检波电路，可以精确识别不同人体阻抗对应的电路谐振点。
图7
检波电路输出电压与能量发射电路电流计读数对比
Figure7.
Comparison curve of envelope detect circuit voltage and energy emission circuit current
对三组样本分别通过阻抗采集电路和电流计采集的数据分析，得到谐振状态电容位角误差均小于1 °。分别对三组样本实验数据进行分析，期望E、标准差σ的数值与能量发射电路供电电压呈正相关变化，求得同一样本中两组不同采集方法得到的数据的协方差Cov(X,Y)，用以计算离散变量相关系数，得到三组数据相关系数ρC≥ρB≥ρA≥0.95,均在可信区间内，证明两种方法测得的实验数据具有很高的相关性。由检波采集电路得到的电压信号与能量发射电路中电流计读数具有同等标示人体阻抗是否与电路阻抗匹配的作用。
表2
实验数据分析
Table2.
Analysis of experimental data
4 结论
针对超短波理疗仪特点，设计了人体阻抗高频信号检波电路。采用PSPICE进行电路仿真和最坏情况分析，实验结果证实本电路处理人体阻抗采集信号正确可行。
上述电路的设计与试验分析结果，检验了用于超短波理疗仪的人体阻抗信号采集电路的可靠性和采集数据对电路谐振情况反映的真实性。本电路与输出阻抗调节部分构成了超短波理疗仪的人体阻抗自动调谐模块，实现了自动化实时调节匹配人体与输出电路阻抗的功能，可识别治疗过程中人体组织与能量发射电路之间谐振状态。本检测方法具有实时性，在患者治疗过程中不断进行匹配状态更新，调节电路参数，达到治疗剂量输出最优化目的。改善了治疗过程中，因肢体移动引起的阻抗参数不匹配，导致治疗效果不佳的情况。
后期研发将针对人体阻抗采集测量精度与实时性两方面，改进数字滤波算法，提高采集精度，同时缩短采集时间。另外本检测系统需要阻抗调节系统的支持，对阻抗调节系统的原理与方法进行设计与改进，也可以增强阻抗匹配调谐系统的整体实时性。在此基础上，期待可研发出控制简单方便，理疗过程一键式操作，疗效更好的高智能化超短波理疗设备。
引言
超短波理疗用于物理治疗以及药物辅助治疗，已经成为当今理疗康复学中不可或缺的一部分，其疗效已被大量临床试验证明[1-2]。超短波理疗仪是在震荡中产生高频电磁波，频率从30 MHz到300 MHz不等，人体在高频电磁场作用下，机体组织内离子震动、摩擦，产生内源性热效应以及生物效应，达到消炎、镇痛、促进血液循环、加强组织再生以及加速新陈代谢的作用[3]。
目前，国外部分超短波电疗设备中已实现人体阻抗自动调谐功能。日本丸高公司生产的UW-02小功率便携式超短波理疗仪体积小、操作简便、患者使用安全，其自动调谐功能更使治疗效果得以提升。德国Physiomed公司的PhysiomerM-S脉冲连续两用机和英国EMS公司的Megapulse senior系列多频、变频理疗仪则占有市场主导地位。而国内变频理疗仪产品相对落后，相关成果大多以智能控制系统为主[4-6]，而类似人体阻抗调谐匹配等针对治疗过程优化控制的功能，尚无相关研究，在理疗器械治疗过程自动化功能方面尚存空缺。鉴于超短波理疗设备应用广泛，国内产品功能有限，本文针对人体阻抗自动调谐功能的特点，设计了一种人体阻抗检波电路，可对人体组织阻抗变化实时检测，以期改善国产超短波理疗仪缺乏功能化、人性化设计的理念。
阻抗信号处理方法可分为正交检波、相敏检波和调幅波包络检波三种。输出电路参数调节方式也有连续可变电容器调节、非连续电容接入式调节等多种方法。结合超短波理疗仪的构造，我们采用调幅波包络检波的方法对高频人体阻抗信号进行处理。调谐电容为连续可变式空气电容。电容容值连续可调，耐压值达1 000 V以上，适合本仪器高压特性。考虑到仪器电路特性，我们利用磁耦合原理，采集能量发射电路的反射信号。经过检波处理，得到与电路谐振状态对应的电压信号，由低速模拟数字转换芯片(Analog to Digital Converter,ADC)识别，其结果为电路谐振状态的反映，由微程序控制器(Micro Control Unit,MCU)进一步处理、运算，从而控制能量接受电路中空气电容的调节。
1 系统实现方法
超短波理疗仪(Ultrashort wave diathermy apparatus,UWDA)中超短波发生器采用固定频率40.68 MHz工作，外加工频调幅波影响，最终产生载波频率为(40.68±1) MHz，调幅波频率为50 Hz的电压信号，通过输出线圈对人体组织输出连续的高频电磁波进行治疗。
根据推挽式超短波发生器电路原理，超短波发生器电路中无对地电压零点，设计信号采集电路时，不可将超短波发生电路中任何一点接地进行谐振信号采集[7]。利用磁耦合原理隔离超短波发生电路与信号采集电路，可以在不影响机器工作的情况下获得不失真的感应电信号。将采集到的信号进行包络检波处理，提取出高频信号的峰值，进行ADC转换。通过MCU数字滤波处理后得到的值(简称：检波均值)，应与能量发射电路谐振状态一致变化，即电路谐振时，检波均值最大；电路非谐振时，检波均值最小；期间变化情况正相关为最理想。相关性较高的信号处理结果才可真实反映电路谐振情况，以便为阻抗调节功能提供有效信号。人体阻抗匹配自动调谐系统由以下四部分组成：反射信号隔离采集电路、反射信号包络检波电路、步进电机联动可变电容装置，步进电机驱动部分；其中反射信号包络检波电路由前置放大、包络检波及ADC电路组成。
本研究的实现原理为：在超短波理疗仪工作时，向人体输出能量。根据磁耦合原理，当输出电路(等效变压器次级)功率变化时，输入电路(等效变压器初级)功率也随之正相关变化。当输入电路电压固定时，由电路匹配参数变化引起的输出功率变化将引起输入电路电流变化。将这一变化的电流信号通过采集线圈耦合信号传入包络检波电路，起到高频信号磁隔离的作用。检波电路首先对采集电路进行阻抗隔离，再将信号检波处理，确保线圈对检波电路的输入阻抗不影响其功能。针对二极管导通阈值，检波电路需要实现阈值电压以下也要有输出，保证低电压信号不丢失。检波电路的理想输出信号为50 Hz，是以某个与电路谐振状态相关的值为中心上下波动的正弦波信号。用相应的数字滤波算法，将电路噪声信号滤除，求出检波均值。为了验证上述电路的准确性和可靠性，设计实验方法对其性能进行分析。
2 关键技术
2.1 高频信号隔离与采集
为了解决信号适配、接地回路消除、电位分离、噪声过滤等问题，需要选择正确有效的隔离方式，并保证隔离后采集信号不失真[8]。信号隔离分为磁隔离、光电隔离、电磁与光电联合隔离等方式。由于输入电路没有接地点，利用电磁隔离技术耦合能量发射电路的电压信号，采集线圈端可以与包络检测电路相连并设置信号共地。考虑噪声对信号采集的影响，将供电系统以及外界电磁辐射的低频干扰成分滤除。根据相关实验结论，本设计采用磁耦合隔离技术实现高频信号隔离和采集[9]。电磁隔离方式在高频信号传输上的优势，减少了采集线圈绕线匝数和体积，同时较小的线圈磁通量对低频电压信号有较好的抑制效果。
2.1.1 耦合系数
本设计利用耦合电感的目的是信号隔离，并不希望信号在传输过程中出现衰减或失真。耦合电感的耦合系数是决定信号传输的效率和保真性的重要因素，而耦合系数又取决于初级线圈和次级线圈的匝数、相对位置和周围介质[10]，所以耦合电感的选取与制作，在线圈匝数固定的情况下，还应保证两线圈轴向位置固定，且选取导磁性稳定的材料作为填充介质，如磁芯。
人体阻抗采集线圈与能量发射线圈，半径分别为R1和R2，绕线层数为ω1和ω2 ，轴向长度为l1和l2，匝数分别为N1和N2，轴向角度偏移为θ。由于互感系数M12=M21，在本文中只涉及k≤1的情况,在k＞1时,只需将两线圈互换即可。由毕奥-萨伐尔定律可证明其互感系数M的计算公式为:
| $M={{N}_{1}}{{N}_{2}}{{M}_{21}}$ |
根据两线圈耦合系数公式求得耦合系数：
| $k=C\int\limits_{0}^{2\pi }{\int\limits_{0}^{2\pi }{\frac{\sin {{\theta }_{1}}\sin {{\theta }_{2}}+\cos \theta \cos {{\theta }_{1}}\cos {{\theta }_{2}}}{{{r}_{21}}}}}$ |
其中C由以下三个参数决定：线圈等效半径R，线圈绕线层数ω，线圈轴向长度l。
| $C=\frac{\sqrt{\left( 6{{R}_{1}}+10{{\omega }_{1}}9{{l}_{1}} \right)\left( 6{{R}_{2}}+10{{\omega }_{2}}+9{{l}_{2}} \right)}}{100\pi }$ |
由式(3)可知，当耦合系数固定不变时，两线圈等效半径、绕线层数和轴向长度都相等的情况下，耦合电感的能量传输效率达到最高、体积最小[11]。本设计通过调整采集线圈与能量发射线圈的相对位置、磁通量和导磁介质等参数，选择适当的能量传输效率，保证输入检波电路的波形不失真。
2.1.2 电路设计与测试
经由隔离线圈耦合后的高频信号，次级端由示波器测量，其频率特性保留完整。由于初级线圈为高压电路，仅需考虑线圈的耦合系数和次级线圈功率损耗，考虑到次级线圈信号仅做波形检测用，因此在本采集电路中次级线圈的功率损耗为无功功率。为尽量避免线圈本身的发热和无功功率的产生，次级线圈阻抗要保证不会过小，以保证采集电路正常工作。
次级线圈阻抗为R，示波器测得感应线圈电动势如表 1所示。
表1
采集线圈测量数据
Table1.
The measurement data of collect coil
最大电压为5档谐振状态Vmax=125.7 V，最小电压为1档非谐振状态Vmin=13.7 V，这里测量的数据稍有误差，理想状况为Vmax=Vmin；计算发热功耗时，当以最小调谐状态中Vmax和｜Vmin｜中较大的电压作为最小电压功耗。感应线圈最大发热功耗为Qmax。
| ${{Q}_{\max }}=I_{\max }^{2}\cdot R={{\left\{ \frac{{{U}_{\max }}}{R} \right\}}^{2}}\cdot R=\frac{{{U}_{\max }}}{R}$ |
根据1/4 W电阻规格，额定功率为0.25 W，则R取值为：
| $R\ge \frac{U_{\max }^{2}}{P}\approx 63.20\text{k}\Omega $ |
本设计选用75 kΩ为采集线圈阻抗，避免回路电流过大，以达到抑制无功功率、保护电路的目的。
2.2 高频信号峰值检测
峰值检测是从高频调幅波中提取出低频调制信号的过程，可以直接利用非线性器件的相乘作用得到所需的解调电压。实际应用当中还应考虑到电路的输入阻抗以及输出阻抗的匹配问题。
本设计借助个人集成电路模拟程序(Personal Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis，PSPICE)电路仿真软件完成电路具体参数的设计。PSPICE模型能够满足电路动态仿真的要求，其原件模型与实际原件特性相似度较高，根据元件实际参数设置容差值。仿真结果与实验电路测试结果相近，提高了模拟电路设计的成功率，且节约时间和成本，因而对电路设计有重要指导意义。
2.2.1 检波原理
检波技术主要分为正交检波、相敏检波和包络检波三种。正交检波主要用于处理带宽较大的高次谐波信号，将调制后的信号还原为基带信号[12-13]。正交检波方法解调信号对原始信号采样频率要求较高，要求采集完整的调制信号进行点乘运算，得出的信号不具有实时性，且对系统存储资源和运算资源要求较高。相敏检波方法在解调信号过程中，必须输入参考信号，针对参考信号确定输入信号的频率和相位特性，针对幅值特性并不敏感，且对采样频率要求较高[14]。本设计中超短波调制信号为40.68 MHz，而普通精简指令集微处理器(Advanced Reduced Instruction Set Computer Machine，ARM)晶振频率为12 MHz或24 MHz，采样频率达不到相敏检波方法的要求。而包络检波可用简单电路处理信号，针对信号峰值进行检波，但不具有对信号进行频率、相位信息检测功能[15-17]。
根据阻抗采集技术相关研究[18-19]，结合本系统超短波发生器采用推挽式自激震荡方式产生震荡信号，载波信号频率带宽为1 MHz左右的情况，由于包络检波技术对载波信号频率特性要求不高，检波后得到的信号只与幅值有关，与相位无关，并且在患者治疗过程中，身体运动影响电路匹配参数，实时性需求较强，因此设计有效的包络检波电路对人体阻抗信号处理，较正交检波和相敏检波方法效果更好，且节省了硬件资源，缩短了处理器运算时间。
无源二极管包络检波电路，是一个串联型无源包络检波电路，由一个二极管和阻抗电容(resistance capacitance,RC)低通滤波器串联而成[20]，其性能存在明显不足，检波失真过大，因此需对二极管的性能有较高要求，在对输出阻抗要求较高的电路中就会有很大的局限性[21]。所以如果利用运算放大电路的高阻抗输出特性，可以解决输入阻抗与输出阻抗匹配问题。根据二极管高频特性和传导电磁干扰(electromagnetic interference,EMI)仿真的二极管高频模型，电路工作频率接近二极管极限频率的1/2时，二极管容性明显，检出波形严重失真[22-23]。二极管正向导通时间(二极管由截止向导通转换)由零偏压电容和正向导通电流决定；反向恢复时间(二极管由导通向截止转换)由零偏压电容和反向恢复电流决定。零偏压电容与二极管本身特性有关，正向导通电流和反向恢复电流则与电路具体参数有关。无源检波电路正向导通时的二极管电流主要由正向压差和二极管内阻决定，反向恢复电流则由载流子排除阶段二极管内电流决定。有源检波电路中，选用电流反馈型运放，将二极管串入反馈支路中，二极管正向导通时间和反向恢复时间根据反馈支路电流大小变化。因此，有源检波电路可以改善二极管包络检波时因正向导通时间与反向恢复时间过长导致的失真现象。
2.2.2 电路设计与参数分析
电路设计要求：
(1) 输出信号实时性要好，检波延时尽可能小，检波后得到的调制信号不宜有过大失真；
(2) 输出信号电压波动不宜过大，并完整保留低频分量；
(3) 解决电路输入阻抗、输出阻抗匹配问题。
考虑到上述要求，采用高速ADC和可编程逻辑门电路(Field Programmable Gate Array,FPGA)进行信号处理效果并不理想，且费用较高，所以采用运算放大运放电路和高速检波二极管来实现。检波电路由增益G=+1的前置放大器和过零电位导通的检波放大器组成。针对高频信号，二极管应选用反向恢复时间短、零偏压电容小的高速二极管，如2AP系列或1N系列高速二极管，将大大改善电路性能。
前置放大电路主要功能为阻抗隔离。将线圈的限流电阻与检波放大器的输入电阻隔离，电压跟随器可以满足阻抗隔离功能需求。如图 1所示为包络检波电路原理图。
图1
包络检波电路原理图
Figure1.
The schematic of envelope detection circuit
如图 1所示，前置电压跟随器放大电路电压增益Av为[24]：
| ${{A}_{v}}=\frac{{{v}_{0}}}{{{v}_{i}}}=\frac{{{R}_{1}}+{{R}_{0}}}{{{R}_{0}}}=1+\frac{{{R}_{1}}}{{{R}_{0}}}\to {{R}_{0}}=\infty \to {{A}_{v}}\approx 1$ |
输入电阻Ri为：
| ${{R}_{i}}=\frac{{{v}_{i}}}{{{i}_{i}}}\to \infty $ |
其中R0为运放U1反相端与地相连的电阻，图中未画出，表示此电阻无穷大。信号输入端Vin为模拟采集线圈的输出电压信号，运放输入阻抗为无穷大，对采集线圈和检波电路实现阻抗隔离，保证了在本电路采集信号的同时不影响采集线圈的输出阻抗，避免增加电路的无功功率消耗，影响其他电路正常工作。
过零电位导通检波电路主要由一个运算放大器和两个高速检波二极管组成，具有电流反馈的运算放大器OPA3684，配合高速二极管和电容进行检波，检波电路的特点是时间常数小，不易形成对角线失真的波形。经阻抗隔离后的载波信号经R2电阻输入U2运算放大器，当载波信号进入负半周期，但不足以使检波二极管D1、D2导通时，电路呈开环增益状态，运放输出电压增益很大，由于OPA3684运算放大器的电流反馈作用，运放输出端较大的电压差导致反馈支路电流增大，使D2加速导通，与R5电阻形成负反馈放大闭环增益状态；而负半周期电压信号大于二极管D2导通电压时，电路为负反馈放大电路，确保电压信号不失真，所以载波信号负半周期时Vout输出为正弦正半轴信号。当载波信号在正半周期时，运放U2输出信号为负，二极管D1导通，U2输出端为负，运放的反馈电流信号由R5反馈支路迅速抽取二极管D2的载流子，导致D2加速截止，Vout输出端为零。电容C1起滤波作用，载波信号包络线主要由C1滤出。可增加二阶滤波电路，减小信号的包络线毛刺，使ADC模块更好地识别信号的包络线电压幅值。
设定包络检波电路频率参数，R6=5 kΩ，C1=20 nF。计算截止频率：
| ${{f}_{0}}=\frac{1}{2\pi {{R}_{6}}{{C}_{1}}}\approx 1.59\text{kHz}$ |
符合载波频率与调幅波频率检波要求。仿真结果如图 2所示。
图2
包络检波电路输出0.5~4.5 V 电压扫描
中文注解
Figure2. Output of envelope detect circuit 0.5~4.5 V voltage sweep英文注解
由输出波形得出，滤波电容充电稳定时间约为0.2 μs，稳定后的波形包络非常明显，各波形之间没有数据干扰，对于低速ADC芯片来说，准确率大大提高。
针对信号的频率特性，需要找出一个最佳的频率响应，可更好地提取被处理信号的调幅信息。
利用PSPICE的频域扫描(AC Sweep)功能，对电容C1进行参数扫描，比对输入信号 Vin=1.5 V时，输出信号波形，如图 3所示。
图3
C1参数40 nF~200 nF频域扫描分析
Figure3.
The Analysis of AC sweep for C1 Cap 40 nF~200 nF
调制波频率为50 Hz，选取截止频率f0=50 Hz，Vmax·(-3 dB)=4.20 V。对应自上而下第2条实心曲线 C1=80 nF。当C1=80 nF时，本电路对应截止频率f0=50 Hz。
2.2.3 最坏情况分析
从上述仿真结果看，本电路能较好地实现包络检波功能。考虑到实际电路制作过程、元器件的偏差以及温度高低对电路参数的影响，有必要对电路参数的随机误差进行分析。PSPICE提供一种最坏情况分析方法，对每个影响随机误差的因素都进行使结果变坏的方向取值，这种极端情况在实际应用中出现几率极低。
本次仿真设置电阻容差5%，独立随机变化，服从高斯分布，电容容差10%。针对电路内各电阻和电容进行最坏情况分析，结果如图 4所示。
图4
最坏情况分析
Figure4.
Analysis of the worst case
由于电路中各参数影响，电路的截止频率可能由50 Hz变化至70.968 Hz，这一结果不会影响电路的正常工作，对调制波信号的检测不会失真。
2.2.4 检波电路实测
经过多次实验，为了检出调制波信号，防止电压信号衰减过多，调整频率参数及初级运放电路参数，C1电容为50 nF，最终检波电路输入与输出波形，如图 5所示。
图5
线圈采集信号与检波电路输出信号对比
Figure5.
Compared collect coil signal with envelope detect signal
电压跟随器电路能实现阻抗隔离功能，输出信号与采集信号一致，相位差φ=5°±0.5。由图 5中调制波信号输出波形检波可见，检波运放对调制波信号峰值检测清晰，高速运放的电流反馈功能有效地提高了二极管检波性能，载波信号输出波形为调制波信号的局部放大图，测得包络线纹波Vpp=200 mV，可被ADC芯片有效读取，经过数字滤波处理，得到一个可以代表当前电路谐振状态的值。
3 实验结果与分析
由于线圈采集到的电压信号幅值较大，没有必要过多考虑线圈能量传输的问题，仅需注意线圈位置，在保证传输信号不失真的前提下，各阶段实验过程中应保持线圈位置不变。
为测试人体阻抗采集电路信号处理效果，将采集线圈置于超短波理疗仪的能量发射线圈同轴位置。将75 kΩ电阻与10 kΩ可变电阻串于采集线圈两端，信号由可变电阻两端引出，以便调节分压信号。采集信号由分压电阻输入检波电路处理，输出电压经过ADC模块转换后将电压信号输入MCU进行计算，得出当前ADC两端电压值。检波电路输出波形由示波器显示。示波器读出的平均电压信号作为参考值，完成ADC模块的校准工作。ADC测得的电压值与机器上的谐振状态电流计读数对比。通过观察对比两种不同方法测得的数据，分析其相关变化规律，进一步论证本设计的准确性、可靠性和理疗过程中人体阻抗检测与调谐功能的实用性。
实验装置如图 6所示。测试用材料为3块吸水海绵(下文简称样本A、B、C),且大小形状均不等，分别用来模仿电解质浓度为低、中、高的3种人体组织。调谐电容为空气电容，由步进电机驱动，每次变化角度由MCU读出，每隔1°采集一次数据，临近谐振峰值时需要视情况缩小采集步进，以便准确地检测调谐过程中检波电压变化情况。
图6
实验装置
Figure6.
Experimental apparatus
如图 7所示，分别将3个样本的检波电路输出电压与谐振状态电流计读数对比，得到各自谐振峰值，对比分析，得出电容位角(对应空气电容的容值)与采集电压和输出电流呈正态曲线变化关系。图中实线图形表示通过检波电路得到的采集电压，简称电压；虚线图形表示通过电流计得到的能量发射电路电流，简称电流。计算电容位角误差，样本A为0.6 °，样本B为0.4 °，样本C为0.3 °。由此可知，本次设计的检波电路，可以精确识别不同人体阻抗对应的电路谐振点。
图7
检波电路输出电压与能量发射电路电流计读数对比
Figure7.
Comparison curve of envelope detect circuit voltage and energy emission circuit current
对三组样本分别通过阻抗采集电路和电流计采集的数据分析，得到谐振状态电容位角误差均小于1 °。分别对三组样本实验数据进行分析，期望E、标准差σ的数值与能量发射电路供电电压呈正相关变化，求得同一样本中两组不同采集方法得到的数据的协方差Cov(X,Y)，用以计算离散变量相关系数，得到三组数据相关系数ρC≥ρB≥ρA≥0.95,均在可信区间内，证明两种方法测得的实验数据具有很高的相关性。由检波采集电路得到的电压信号与能量发射电路中电流计读数具有同等标示人体阻抗是否与电路阻抗匹配的作用。
表2
实验数据分析
Table2.
Analysis of experimental data
4 结论
针对超短波理疗仪特点，设计了人体阻抗高频信号检波电路。采用PSPICE进行电路仿真和最坏情况分析，实验结果证实本电路处理人体阻抗采集信号正确可行。
上述电路的设计与试验分析结果，检验了用于超短波理疗仪的人体阻抗信号采集电路的可靠性和采集数据对电路谐振情况反映的真实性。本电路与输出阻抗调节部分构成了超短波理疗仪的人体阻抗自动调谐模块，实现了自动化实时调节匹配人体与输出电路阻抗的功能，可识别治疗过程中人体组织与能量发射电路之间谐振状态。本检测方法具有实时性，在患者治疗过程中不断进行匹配状态更新，调节电路参数，达到治疗剂量输出最优化目的。改善了治疗过程中，因肢体移动引起的阻抗参数不匹配，导致治疗效果不佳的情况。
后期研发将针对人体阻抗采集测量精度与实时性两方面，改进数字滤波算法，提高采集精度，同时缩短采集时间。另外本检测系统需要阻抗调节系统的支持，对阻抗调节系统的原理与方法进行设计与改进，也可以增强阻抗匹配调谐系统的整体实时性。在此基础上，期待可研发出控制简单方便，理疗过程一键式操作，疗效更好的高智能化超短波理疗设备。
